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Vamos a analizar los amplificadores de audio desde lo más simple a lo más complejo. El audio es un tema muy especial porque es el primer circuito complejo (tiene más de 5 transistores o un circuito integrado) con el que suele experimentar un estudiante.Vamos a analizar una etapa de salida push-pull (literalmente: tira y afloja) a transistores bipolares, dejando de lado los amplificadores a transformador (técnicamente Clase A) porque ya no se utilizan en ningún equipo dado su bajo rendimiento.
Todo nuestro estudio lo vamos a realizar utilizando el Multisim que es una herramienta idónea y didáctica que no puede faltar en la PC de nuestros alumnos.
En la entrega anterior comparamos los transistores de salida con un potenciómetro y dijimos que el problema de los transistores es que nunca se llegan a cerrar o a abrir del todo y entonces cuando circula la corriente que opera al parlante se calientan debido a que cuando circula una corriente por un resistor se genera potencia eléctrica y por lo tanto calor. Y donde hay calor hay perdida de rendimiento. La potencia de la fuente de poder no se transforma solo en energía sonora; parte se transforma en calor. Los rendimientos clásicos de una etapa de salida están tan solo en el 60% aproximadamente. Esto no solo significa que la fuente debe entregar más energía, sobre todo implica que los elementos que desperdician esa energía transformándola en calor son precisamente los más caros de un amplificador: los transistores de salida y que el único modo de protegerlos es montándolos sobre disipadores de aluminio que son caros y voluminosos.
Para que un transistor se pueda montar sobre un disipador debe ser un transistor especial. Debe tener una superficie de montaje plana que haga un buen contacto mecánico con el disipador y entonces pasan a llamarse transistores de potencia. En la figura 1 se pueden observar los dos tipos más comunes de transistores de potencia que existen en el momento actual.
Fig.1 Encapsulados clásicos de transistores de potencia
Observe que en ambos casos los transistores tienen una o dos perforaciones que permiten montarlos sobre un disipador de aluminio. La superficie de montaje suele estar conectada al colector (por lo menos en los dos tipos de encapsulados que mostramos) de modo que si el disipador esta conectado a tierra, o vamos a usar el mismo disipador para montar dos componentes se debe realizar un montaje que los aísle eléctricamente y los acople térmicamente al disipador. Por lo general se utilizan aisladores de mica o de plástico conductor del calor y niples de plástico para los tornillos de modo que los colectores que están conectados a la carcaza en el TO3 o a la chapita de montaje del TO220 queden eléctricamente aislados y disponibles para el circuito.
Nota 1: la carcaza del encapsulado TO3 no posee pata de conexión por lo tanto la misma se debe efectuar a través de uno de los tornillos de anclaje o de un terminal semilla montado en la cabeza del tornillo y conectado con un cable.
Nota 2: ya sea que se use o no se use aislador de mica, o de plástico, para que el transistor este térmicamente conectado al disipador, se debe utilizar grasa siliconada entre las superficies de apoyo de los transistores y el disipador.
En la figura 2 mostramos el circuito más básico posible de una etapa de salida de audio con fuente positiva solamente conectada a un generador de funciones lista para excitar un parlante.
Fig.2 Amplificador de potencia básico excitado por un generador de funciones.
Analizando el circuito se observa que consta de dos transistores de potencia complementarios: Q1 que es un NPN y Q2 que es un PNP. Q1 se encarga de hacer circular corriente desde la fuente al parlante cargando además a C1 y Q2 se encarga de hacer circular corriente desde el parlante a masa descargando al capacitor C1.
La palabra cargar y descargar es aquí prácticamente metafórica; porque realmente C1 se carga y descarga muy poco durante cada ciclo (la tensión sobre él prácticamente no varía) aun a la frecuencia más baja que puede reproducir el circuito y que se estima en unos 25Hz. Pero el concepto debe quedar bien claro: C1 se carga desde la fuente y se descarga a masa aunque solo sea unos mV.
El encargado de excitar a estos transistores es el llamado transistor driver Q3 .
En la entrega anterior llegamos a la conclusión que cuando un amplificador se alimentaba desde una sola fuente positiva (en nuestro caso 12V) la tensión de reposo de la salida debía ser exactamente igual a la mitad de la tensión de fuente (en nuestro caso 6V) para que cuando recortara los dos semiciclos de la salida lo hiciera parejo.
En nuestro circuito inicial la fuente de polarización es el mismo generador de funciones, que tiene la posibilidad de variar tanto la alterna como la continua de salida. Para comenzar colocamos una señal muy pequeña de entrada (1 mV o menos) y medimos la tensión de salida ajustándola en 6V por modificación de la tensión de offset del generador.
Luego podemos levantar la señal alterna lentamente y observar con un osciloscopio sobre la salida que la misma se genera sobre un eje de continua de 6V. Ver la figura 18.3.2 en donde se puede observar que con 100 mV de señal de entrada se obtiene una señal de salida que oscila entre 2,68 y 9,14V. es decir unos 3,2V de pico lo cual implica una ganancia de unas 32 veces en tensión. Pero lo más importante es que la impedancia de salida del amplificador es suficientemente baja com o para alimentar a un parlante de 8 Ohms.
Aquí podemos observar que la señal de salida es aceptablemente senoidal sin embargo tiene una distorsión cerca del punto donde la salida se cruza con los 6V de polarización que vamos a analizar y corregir en el apartado siguiente.
Fig.3 Oscilograma de salida del amplificador elemental
La distorsión por cruce se puede apreciar mejor si reducimos la señal de entrada y además acoplamos el osciloscopio a la alterna para poder aumentar la sensibilidad. Al mismo tiempo y para entender porque se produce vamos a conectar el otro haz del osciloscopio en las bases de los transistores de salida.
En verde se puede observar la señal en las base en tanto que en rojo se puede observar la señal de salida (emisores). Observe que el cursor de lectura rojo del osciloscopio se ajustó a un valor de tensión de entrada de unos 530 mV positivos y que recién en ese valor comienza a aparecer tensión en los emisores de la salida debido a la barrera base emisor del transistor Q1. Algo similar ocurre en el semiciclo negativo en donde el cursor de lectura azul se ajustó en el punto en que la tensión de las bases es -530 mV.
En síntesis podríamos decir que la distorsión por cruce se produce porque en cierto momento no conduce ni Q1 ni Q2. Y ese momento es precisamente cuando la señal de entrada pasa por cero. Esta es una falla de todos los amplificadores a transistores bipolares y se podría solucionar colocando una batería entre las bases en lugar de un puente.
El oscilograma nos indica que si colocamos una batería de 530 + 537 mV entre las bases, apenas deja de conducir un transistor comienza a conducir el otro y desaparece la distorsión por cruce.
Fig.5 Circuito con la distorsión por cruce corregida con una pila
En la figura 6 se pueden observar los oscilogramas de base de Q1 y de emisores en donde la distorsión desapareció por completo.
Sin embargo es evidente que se trata de una solución poco práctica por dos razones. La batería es un componente que debe reponerse y además la compensación es dependiente de la temperatura porque como ya sabemos las barreras de los transistores varía a razón de -2,5 mV/ºC. La solución debe ser práctica y debe estar compensada en temperatura. Existe más de una solución pero la más completa consta de un preset y un transistor BC548 conectado según el circuito de la figura 7.
Fig.7 Corrección de la distorsión por cruce utilizando un transistor y un preset.
La idea es generar una tensión entre colector y emisor de Q4 que reemplace a la batería. Pero como esa tensión ahora es ajustable se realiza la medición de corriente de colector de Q1 (que en realidad es prácticamente igual a la corriente por Q2) con el miliamperímetro del tester, a un valor de unos pocos miliamperes, para asegurarse que cuando la señal de entrada este dentro de la faja de 0 a 550 mV los dos transistores conduzcan una pequeña corriente.
Revisando el oscilograma de salida y de base de Q1 encontramos que es igual al de la figura 18.4.3. Este circuito está además compensado en temperatura porque cuando baja la barrera de los transistores de salida también baja la barrera de Q4 y este conduce una mayor corriente de colector achicando la tensión entre las bases. Solo hay que tener la precaución de poner a Q4 en contacto térmico con el disipador de los transistores de salida para que los tres transistores estén a la misma temperatura.
Fig.4 Oscilograma detallado de la distorsión por cruce.
Fig.6 Corrección de la distorsión por cruce usando una batería.
Para obtener el mejor rendimiento de un amplificador es necesario que pueda sacar una salida pico a pico igual a la tensión de fuente con la cual se alimenta. Pero ese es un máximo teórico inalcanzable. Si observamos el circuito básico de la fig. 5 podremos notar que la salida podrá llegar hasta el valor de fuente. Solo podrá llegar hasta donde lo permita la resistencia interna del transistor.
Vamos a realizar ahora una simulación aumentando la señal de entrada para ver a que niveles reales llega la salida (máximo y mínimo) pero vamos a dejar el osciloscopio conectado también en la base de Q1 para entender cual es el problema que limita la tensión de salida.
Como podemos observar la tensión de salida en rojo llega hacia abajo hasta alrededor de 1V, que es el valor teorizado, pero hacia arriba no llega a superar los 9,5V (señal roja o gris oscura en ByN). Pero también observamos que la señal de base no supera los 10,2V y por lo tanto no se puede esperar que la de emisor crezca más. El limite la base de Q1 podría llegar a 12V si la base del Q1 no tomara corriente. Pero la base de un transistor de potencia toma bastante corriente porque son transistores que difícilmente tengan un beta mayor a 30 y por lo tanto requieren una buena corriente de excitación.
Fig.8 Tensión de salida máxima del amplificador.
El problema se solucionaría conectando el resistor R1 a una tensión mayor (de unos 15V por ejemplo) para que la base de Q1 pudiera subir hasta los valores deseados. Pero generalmente esa tensión no existe y por lo tanto se recurre a generarla en el mismo circuito utilizando la misma tensión de salida.
El circuito se completa con un resistor y un capacitor que tiene nombre propio: el capacitor de bostrap (literalmente "atraparse los propios pies"). Apenas se conecta el circuito a la fuente, aun sin señal la tensión en la unión de los resistores de colector de Q3 se genera una tensión de 9V (6V en la pata inferior de R1, 12V en la pata superior de R4 y por lo tanto 9V en la unión de los resistores). El capacitor se carga con 3V porque la salida tiene 6V y el punto de unión de los resistores 9; y como es suficientemente grande para no descargarse en todo el ciclo de trabajo mantiene a la unión de los resistores en Vs+3 (tensión de salida más 3 voltios). Cuando la tensión de salida es la máxima llega a los 15V y asegura la saturación de Q1.
Como se puede observar ahora la tensión puede subir hasta prácticamente 12V y bajar hasta 1V, porque los dos resistores partidos de colector R1 y R4 y el capacitor de bostrap, generan una tensión en la unión de los resistores que tiene un pico máximo de unos 15V y por lo tanto Q1 se puede saturar sin inconvenientes. Note que al aumentar la tensión de fuente de R1 nos vimos obligados a bajar el valor de R2 para que el driver Q3 pudiera llegar a la saturación aumentando su corriente de base.
En este punto parecería que el circuito ya está funcionando correctamente pero aun tiene varios problemas.
Todas estas calamidades se resuelven con un proceso llamado de realimentación negativa que requiere un estudio muy profundo porque se lo utiliza en incontables circuitos electrónicos y posee inclusive más virtudes que las enumeradas.
La fuente de alimentación de la base de Q3 podría colgarse desde la fuente de 12V. Quizás serviría un simple resistor que ponga la salida en 6V. Pero también podría tomarse desde la salida misma si se tiene la precaución de filtrar la tensión alterna que esta tiene.
Esto asegura la estabilidad de corriente continua del sistema contra variaciones de temperatura. En una palabra se forma lo que se llama un lazo de realimentación negativa. Imagínese que por cualquier razón, al calentar al dispositivo, la tensión continua de salida baje de 6 a 5 V. El resistor de polarización, al tener menos tensión hace circular menos corriente por la base del primer transistor. Esto implica menos corriente por el colector del mismo y por lo tanto una suba de la tensión de colector. Al subir la tensión de colector sube también la tensión de salida y compensa la reducción original.
Fig.10 Autopolarización con realimentación negativa.
El ajuste de la tensión de salida en 6V se realizó aquí por modificación de la resistencia R5. Observe que primero se bajó la señal de entrada para que la tensión de salida sea prácticamente una continua. Si simplemente agregamos el resistor R5 el circuito tiene resuelto el problema de la estabilidad de CC pero sigue persistiendo la distorsión que marcamos en el circuito original.
La distorsión se debe a la característica alineal de los transistores; el fabricante trata de fabricarlos lo más lineales que pueda, pero hay consideraciones físicas imposible de salvar lo cual nos obliga a utilizar alguna solución similar a la utilizada para estabilizar el circuito contra las variaciones de temperatura.
Fig.9 Agregado del circuito de bostrap
Se puede y está agregada al circuito en paralelo con el resistor R5. Observe que se agregó R6, pero para no alterar la autopolarización con este agregado se colocó C4 que bloquea la CC de la salida, de modo que no pase por R6. Por R6 solo pasará la CA con destino a la base de Q3 y si lo analizamos con detalle estamos agregando una señal que se opone a la señal de entrada.
En efecto cuando la señal de entrada sube, la señal de colector de Q1 baja y por lo tanto baja la salida. La salida se renvía a la entrada formándose un divisor de tensión entre R5 y R2 que a los efectos de la realimentación de CA es como si estuviera conectado a masa debido a que C3 tiene un valor de capacidad elevado y el generador tiene una resistencia interna casi nula. Una consecuencia de esta realimentación negativa es la reducción de sensibilidad del amplificador, pero el efecto de la realimentación reduce enormemente la distorsión como se puede observar en el oscilograma de la figura 11.
Aquí podemos observar que ahora debemos aumentar la señal de entrada de 60 mV a 660 mV es decir casi 10 veces para compensar la realimentación negativa de R6. Pero la señal de salida es perfectamente sinusoidal (salvo los recortes de los picos que desaparecen si bajamos un poco la señal de entrada). La consecuencia (reducir la distorsión) es la buscada pero en realidad aun no sabemos porque se produce.
Se produce por una sencilla razón. La señal de entrada colocada en el extremo izquierdo de R2 es perfectamente sinusoidal. La señal de salida colocada en el extremo derecho de R5 también sería sinusoidal si el amplificador fuera perfecto. En este caso en la base de Q3 tendríamos una resta de señales Vb = Ve - K . Vs en donde K representa el proceso de amplificación en los transistores y de atenuación en R5 y R2. La atenuación en R5 y R2 no tiene distorsiones pero la amplificación de los transistores si. En la práctica sabemos que el semiciclo negativo esta comprimido (ver el oscilograma 18.6.1). Esto significa que hay menos tensión de salida en el pico negativo que en el positivo y por lo tanto hay menos realimentación negativa y un aumento proporcionalmente mayor de este semiciclo que del positivo.
Fig.11 Introducción de la realimentación negativa
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