Electronica de Potencia - Electronica Industrial

En el presente post, veran conceptos basicos y generalidades sobre los elementos de electronica de potencia.


Electronica Industrial "I"-TIRISTORES-

1.1 Introducción
Durante muchos años ha existido la necesidad de controlar la potencia eléctrica de los sistemas de tracción y de los controles industriales impulsados por motores eléctricos; esto ha llevado a un temprano desarrollo del sistema Ward-Leonard con el objeto de obtener un voltaje de corriente directa variable para el control de los motores e impulsores. La electrónica de potencia ha revolucionado la idea del control para la conversión de potencia y para el control de los motores eléctricos. La electrónica de potencia combina la energía, la electrónica y el control. El control se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La energía tiene que ver con el equipo de potencia estática y rotativa o giratoria, para la generación, transmisión y distribución de energía eléctrica. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requerido e el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos de control deseados. La electrónica de potencia se puede definir como la aplicación de la electrónica de estado sólido para el control y la conversión de energía eléctrica. En el siguiente cuadro se muestra la interrelación de la electrónica de potencia con la energía, la electrónica y el control.
La electrónica de potencia se basa, en primer termino, en la conmutación de dispositivos semiconductores de potencia. Con el desarrollo de la tecnología de los semiconductores de potencia, las capacidades del manejo de la energía y la velocidad de conmutación de los dispositivos de potencia han mejorado tremendamente. El desarrollo de la tecnología de los microprocesadores - microcomputadoras tiene un gran impacto sobre el control y la síntesis de la estrategia de control para los dispositivos semiconductores de potencia.
El equipo de electrónica de potencia moderno utiliza (1) semiconductores de potencia, que puede compararse con el músculo, y (2) microelectrónica, que tiene el poder de la inteligencia del cerebro.

Relación de la electrónica de potencia con la energía, la electrónica y el control.
La electrónica de potencia ha alcanzado ya un lugar importante en la tecnología moderna y se utiliza ahora en una gran diversidad de productos de alta potencia, que incluyen controles de calor, controles de iluminación, controles de motor, fuentes de alimentación, sistemas de propulsión de vehículos y sistemas de corriente directa de un alto voltaje (HVDC por sus siglas en ingles).
Resulta difícil trazar los límites de las aplicaciones de la electrónica de potencia; en especial con las tendencias actuales en el desarrollo de los dispositivos de potencia y los microprocesadores, él limite superior esta aun indefinido. En la tabla 5-1 se muestran algunas de las aplicaciones de la electrónica de potencia.

Historia de la electrónica de potencia
La historia de la electrónica de potencia empezó e el año 1900, con la introducción del rectificador de arco de mercurio. Luego aparecieron gradualmente, el rectificador de tanque metálico, el rectificador de tubo al alto vació de rejilla controlada, el fanotron y el tiratron.
Estos dispositivos se aplicaron al control de la energía hasta la década de 1950.
La primera revolución electrónica inicia en 1948 con la invención del transistor de silicio en los Bell Telephone Laboratories por los señores Bardeen, Brattain y Shockley. La mayor parte de las tecnologías electrónicas avanzadas actuales tienen su origen en esta invención. A través de los años la microelectrónica moderna ha evolucionado a partir de los semiconductores de silicio. El siguiente gran parte aguas, en 1956, también provino de los Bell Telephone Laboratories: la invención del transistor de disparo PNPN, que se definió como un tiristor o rectificador controlado de silicio (SCR) por sus siglas en ingles.
La segunda revolución electrónica empezó en 1958 con el desarrollo del tiristor comercial por General Electric Company. Ese fue el principio de una nueva era en la electrónica de potencia. Desde entonces, se han introducidos muy diversos tipos de dispositivos semiconductores de potencia y técnicas de conversión. La revolución de microelectrónica nos dio la capacidad de procesar una gran cantidad de información a una velocidad increíble. La revolución de la electrónica de potencia nos esta dando la capacidad de dar forma y controlar grandes cantidades de energía con una eficiencia cada vez mayor.
Debido a la fusión de la electrónica de potencia que es el músculo, con la microelectrónica, que es el cerebro, se han descubierto muchas aplicaciones potenciales de la electrónica de potencia, y se descubrirán más. Dentro de los siguientes 30 años, la electrónica de potencia formara y condicionara la electricidad, en alguna parte de la línea de transmisión, entre el punto de generación y todos los usuarios. La revolución de la electrónica de potencia ha ganado inercia, desde el fin de los años 80 y principios de los 90.

Dispositivos semiconductores de potencia
Desde que se desarrolló el primer tiristor de rectificador controlado de silicio (SCR), a fines de 1957, ha habido grandes adelantos en los dispositivos semiconductores de potencia. Hasta 1970, los tiristores convencionales se habían utilizado en forma exclusiva para el control de la energía en aplicaciones industriales. A partir de 1970, se desarrollaron varios tipos de dispositivos semiconductores de potencia que quedaron disponibles en forma comercial. Éstos se pueden dividir en cinco tipos principales: (1) diodos de potencia, (2) tiristores, (3) transistores bipolares de juntura de potencia (BJT), (4) MOSFET de potencia, y (5) transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT) y transistores de inducción estáticos (SIT). Los tiristores se pueden subdividir en ocho tipos: (a) tiristor de conmutación forzada, (b) tiristor conmutado por línea, (e) tiristor desactivado por compuerta (GTO), (d) tiristor de conducción inversa (RCT), (e) tiristor de inducción estático (SITH), (o tiristor desactivado con asistencia de compuerta (GATT), (g) rectificador controlado de silicio foto activado (LASCR), y (h) tiristores controlados por MOS (MCT). Los transistores de inducción estáticos también están disponibles en forma comercial.
Los diodos de potencia son de tres tipos: de uso general, de alta velocidad (o de recuperación rápida) y Schottky. Los diodos de uso general están disponibles hasta 3000 V, 3500 A, y la especificación de los diodos de recuperación rápida puede llegar hasta 3000 V, 1000 A. El tiempo de recuperación inversa varía entre 0.1 y 5μs. Los diodos de recuperación rápida son esenciales para la interrupción de los convertidores de potencia a altas frecuencias. Un diodo tiene dos terminales: un cátodo y un ánodo. Los diodos Schottky tienen un voltaje bajo de estado activo y un tiempo de recuperación muy pequeño, típicamente en nanosegundos. La corriente de fuga aumenta con el voltaje y sus especificaciones se limitan a 100 V, 300 A. Un diodo conduce cuando el voltaje de su ánodo es más alto que el de su cátodo; siendo la caída de voltaje directa de un diodo de potencia muy baja, típicamente 0.5 y 1.2 V. Si el voltaje de cátodo es más alto que el voltaje de ánodo, se dice que el diodo está en modo de bloqueo. Existen varias configuraciones de diodos de uso general, mismos que se agrupan básicamente en dos tipos. Uno se conoce como de perno o montado en perno y el otro como de disco empacado a presión o de disco de hockey. En el de perno, tanto el ánodo como el cátodo podrían ser el perno.
Un tiristor tiene tres terminales: un ánodo, un cátodo, y una compuerta. Cuando una pequeña corriente pasa a través de la terminal de la compuerta hacia el cátodo, el tiristor conduce, siempre y cuando la terminal del ánodo esté a un potencial más alto que el cátodo. Una vez que el tiristor está en un modo de conducción, el circuito de la compuerta no tiene ningún control y el tiristor continuara conduciendo. Cuando un tiristor está en un modo de conducción, la caída de potencial en directa es muy pequeña, típicamente 0.5 a 2 V.
Un tiristor que conduce se puede desactivar haciendo que el potencial del ánodo sea igual o menor que el potencias de cátodo. Los tiristores conmutados en línea se desactivan en razón de la naturaleza senoidal del voltaje de entrada, y los tiristores conmutados en forma forzada se desactivan mediante un circuito adicional conocido como circuitería de conmutación. Existen varias configuraciones de tiristores de control de fase (o de conmutación de línea): tipo perno, tipo disco de hockey, tipo plano, y tipo de aguja.
Los tiristores naturales o conmutados en línea están disponibles con especificaciones de hasta 6000 V, 3500 A. El tiempo de desactivación de los tiristores de bloqueo inverso de alta velocidad ha mejorado en forma sustancial y es posible obtener de 10 a 20 μs con un tiristor de 1200-V, 2000-A. El tiempo de desactivación se define como el intervalo de tiempo entre el instante en que la corriente principal se reduce a cero después de la interrupción externa del circuito de voltaje principal, y el instante en que el tiristor es capaz de aceptar un voltaje principal especificado, sin activarse. Los RCT y los GATT se utilizan en gran medida para la interrupción de alta velocidad, en especial en aplicaciones de tracción. Un RCT se puede considerar como un tiristor que incluye un diodo inverso en paralelo. Los RCT están disponibles hasta 2500 V, 1000 (y 400 A de conducción inversa) con un tiempo de interrupción de 40 μs. Los GATT están disponibles hasta 1200 V, 400 A con una velocidad de interrupción de 8 μs. Los LASCR, que se fabrican hasta 6000V, 1500 A, con una velocidad de interrupción de 200 a 400 μs, son adecuados para sistemas de energía de alto voltaje, especialmente en HVDC. Para aplicaciones de corriente, alterna de baja potencia los TRIAC, se utilizan ampliamente en todo tipo de controles sencillos de calor, de iluminación, de motor, así como interruptores de corriente alterna. Las características de los TRIAC son similares a dos tiristores conectados en inverso paralelo con una sola terminal de compuerta. El flujo de corriente a través de un TRIAC se puede controlar en cualquier dirección.
Los GTO y los SITH son tiristores auto desactivados. Los GTO y los SITH se activan mediante la aplicación de un pulso breve positivo a las compuertas, y se desactivan mediante la aplicación de un pulso corto negativo a las mismas. No requieren de ningún circuito de conmutación. Los GTO resultan muy atractivos para la conmutación forzada de convertidores y están disponibles hasta 4000 V, 3000A.
Los SITH, cuyas especificaciones pueden llegar tan alto como 1200 V, 300 A, se espera que puedan ser aplicados a convertidores de mediana potencia con una frecuencia de varios cientos de Khz. y más allá del rango de frecuencia de los GTO. Existen varias configuraciones de GTO.
Los transistores bipolares de alta potencia son comunes en los convertidores de energía a frecuencias menores que 10 Khz. y su aplicación es eficaz en las especificaciones de potencia de hasta 1200 V, 400 A. Un transistor bipolar tiene tres terminales: base, emisor y colector. Por lo general, se opera en forma de interruptor en la configuración de emisor común. Mientras que la base de un transistor NPN esté a un potencial más alto que el emisor, y la corriente de base sea lo suficientemente grande como para excitar al transistor en la región de saturación, el transistor se conservará activado, siempre que la unión del colector al emisor esté correctamente polarizada. La caída directa de un transistor en conducción está en el rango de 0.5 a 1.5 V. Si el voltaje de excitación de la base es retirado, el transistor se conserva en modo de no conducción (es decir desactivado).
Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de potencia de alta velocidad y están disponibles en una especificación de relativamente poca potencia en rango de 1000 V, 50 A, en un rango de frecuencia de varias decenas de Khz. Los IGBT son transistores de potencia controlados por voltaje. Por naturaleza, son más rápidos que los BJT, pero aún no tan rápidos como los MOSFET. Sin embargo, ofrecen características de excitación y de salida muy superiores a las de los BJT. Los IGBT son adecuados para altos voltajes, altas corrientes y frecuencias de hasta 20 Khz. Los IGBT están disponibles hasta 1200 V, 400 A.

Ultima edición por torres.electronico el Mie Mar 05, 2008 3:45 pm, editado 1 vez

Electronica Industrial "I"-EL FET-

El transistor bipolar es la espina dorsal de la electrónica lineal, su funcionamiento se basa en dos tipos de cargas electrones y huecos, es por eso que se denomina bipolar. Sin embargo para aplicaciones donde se requiere alta impedancia el transistor unipolar es el más adecuado. El funcionamiento del transistor unipolar depende de un solo tipo de carga que puede ser electrones o huecos. En la siguiente figura se muestra su símbolo.


Debido a que la unión Gate-Source está polarizada inversamente (diferencia de bipolar) la corriente es IG=0. Si tenemos un VG=2v y IG=0 la resistencia de entrada es


En términos reales la resistencia de entrada no es ∞ debido a una pequeña fuga de IG, pero si muy cercana del orden de cientos de MΩ.
El termino efecto de campo se relaciona con las capas de empobrecimiento alrededor de cada región p.
Cuando seleccionamos un transistor tendremos que conocer el tipo de encapsulado, así como el esquema de identificación de los terminales. También tendremos que conocer una serie de valores máximos de tensiones, corrientes y potencias que no debemos sobrepasar para no destruir el dispositivo.
El parámetro de la potencia disipada por el transistor es especialmente crítico con la temperatura, de modo que esta potencia decrece a medida que aumenta el valor de la temperatura, siendo a veces necesario la instalación de un radiador o aleta refrigeradora. Todos estos valores críticos los proporcionan los fabricantes en las hojas de características de los distintos dispositivos.
La estructura física del FET así como su símbolo correspondiente se muestra en la figura 1. En la figura 1.a) se construye empleando una barra de material tipo n dentro del cual se difunde un par de regiones tipo p. Un JFET de canal p se elabora empleando una barra de material tipo p con regiones difundidas tipo n, como se muestra en la figura anterior.



Zonas de funcionamiento del transistor de efecto de campo (FET):
1. ZONA ÓHMICA o LINEAL: En esta zona el transistor se comporta como una resistencia variable dependiente del valor de VGS. Un parámetro que aporta el fabricante es la resistencia que presenta el dispositivo para VDS= 0 (rds on), y distintos valores de VGS.
2. ZONA DE SATURACIÓN: En esta zona es donde el transistor amplifica y se comporta como una fuente de corriente gobernada por VGS
3. ZONA DE CORTE: La intensidad de drenador es nula (ID=0).


A diferencia del transistor BJT, los terminales drenador y surtidor del FET pueden intercambiar sus papeles sin que se altere apreciablemente la característica V-I (se trata de un dispositivo simétrico).
Entre las principales aplicaciones de este dispositivo podemos destacar:


Ultima edición por torres.electronico el Jue Mar 06, 2008 3:14 pm, editado 2 veces

Electronica Industrial "I"-El SCR-

En la industria hay numerosas operaciones, las cuales requieren se entregue una cantidad de potencia eléctrica variable y controlada. La iluminación, el control de velocidad de un motor, la soldadura eléctrica y el calentamiento eléctrico, son las cuatro operaciones más comunes. Siempre es posible controlar la cantidad de potencia eléctrica que se entrega a una carga si se utiliza un transformador variable para proporcionar un voltaje de salida variables. Sin embargo, para grandes potencias, los transformadores variables son físicamente grandes y costosos y necesitan un mantenimiento frecuente, estos tres factores hacen que los transformadores variables sean poco utilizados.
Otro método para controlar la potencia eléctrica que se entrega a una carga, es intercalar un reóstato en serie con la carga, para así controlar y limitar la corriente. Nuevamente para grandes potencias, los reóstatos resultan de gran tamaño, costosos, necesitan mantenimiento además, despercidian una cantidad apreciable de energía. Los reóstatos no son la alternativa deseable frente a los transformadores variables en el control de potencia industrial.
Desde 1960 está disponible un dispositivo electrónico, el cuál no adolece de las fallas antes mencionadas. El SCR es pequeño y relativamente barato, no necesita mantenimiento y su consumo de potencia es muy pequeño. Algunos SCR modernos pueden controlar corrientes del orden de cientos de amperios en circuitos que operan a voltajes tan elevados como 1000 volts. Por estas razones, los SCR son muy importantes en el campo del control industrial moderno.
Dentro de la familia de dispositivos pnpn, el rectificador controlado de silicio (SCR) es, sin duda, el de mayor interés hoy en día, y fue presentado por primera vez en 1956 por los Bell Telephone Laboratories. Algunas de las áreas más comunes de aplicación de los SCR son controles de relevador, circuitos de retardo de tiempo, fuentes de alimentación reguladas, interruptores estáticos, controles de motores, recortadores, inversores, cicloconversores, cargadores de baterías, circuitos de protección, controles de calefacción y controles de fase.
En años recientes han sido diseñados SCR para controlar potencias tan altas de hasta 10 MW y con valores individuales tan altos como de 2000 A a 1800 V. Su rango de frecuencia de aplicación también ha sido extendido a cerca de 50 kHz, lo que ha permitido algunas aplicaciones de alta frecuencia.

Operación Básica del Rectificador Controlado de Silicio
Como su nombre lo indica, el SCR es un rectificador construido con material de silicio con una tercera terminal para efecto de control. Se escogió el silicio debido a sus capacidades de alta temperatura y potencia. La operación básica del SCR es diferente de la del diodo semiconductor de dos capas fundamental, en que una tercera terminal, llamada compuerta, determina cuándo el rectificador conmuta del estado de circuito abierto al de circuito cerrado. No es suficiente sólo la polarización directa del ánodo al cátodo del dispositivo. En la región de conducción la resistencia dinámica el SCR es típicamente de 0.01 Ohms a 0.1 Ohms. La resistencia inversa es típicamente de 100 k o más.

El símbolo gráfico para el SCR se muestra en la figura1, y las conexiones correspondientes a la estructura de semiconductor de cuatro capas en la figura 2


Modelo de SCR de dos transistores:
La acción regenerativa o de enganche debido a la retroalimentación directa se puede demostrar mediante un modelo de un SCR de dos transistores. Un SCR se puede considerar como dos transistores complementarios, un transistor PNP, Q1, y un transistor NPN, Q2, tal y como se demuestra en la figura 3.


Activación del SCR:
Un SCR se activa incrementando la corriente del ánodo. Esto se puede llevar a cabo mediante una de las siguientes formas:
- TERMICA. Si la temperatura de un SCR es alta habrá un aumento en el número de pares electrón-hueco, lo que aumentará las corrientes de fuga. y pudiera activarse. Este tipo de activación puede causar una fuga térmica que por lo general se evita.
- LUZ. Si se permite que la luz llegue a las uniones de un SCR, aumentaran los pares electrón-hueco pudiéndose activar el SCR. La activación de tiristores por luz se logra permitiendo que esta llegue a los discos de silicio.
- ALTO VOLTAJE. Si el voltaje directo ánodo a cátodo es mayor que el voltaje de ruptura directo VBO, fluirá una corriente de fuga suficiente para iniciar una activación regenerativa. Este tipo de activación puede resultar destructiva por lo que se debe evitar.
- dv/dt. Si la velocidad de elevación del voltaje ánodo-cátodo es alta, la corriente de carga de las uniones capacitivas puede ser suficiente para activar el SCR. Un valor alto de corriente de carga puede dañar el SCR por lo que el dispositivo debe protegerse contra dv/dt alto. Los fabricantes especifican el dv/dt máximo permisible de los tiristores.
- CORRIENTE DE COMPUERTA. Si un SCR está polarizado en directa, la inyección de una corriente de compuerta al aplicar un voltaje positivo de compuerta entre la compuerta y las terminales del cátodo activará al SCR. Conforme aumenta la corriente de compuerta, se reduce el voltaje de bloqueo directo, tal y como aparece en la fig.4 y además se proporcionan las características de un SCR para diversos valores de corriente de compuerta. Las corrientes y voltajes más usados se indican en las características.
- Voltaje de ruptura directo V(BR) F* es el voltaje por arriba del cual el SCR entra a la región de conducción
-Corriente de sostenimiento (IH) es el valor de corriente por abajo del cual el SCR cambia del estado de conducción a la región de bloqueo directo bajo las condiciones establecidas.

Aplicaciones del SCR.
Tiene variedad de aplicaciones entre ellas están las siguientes:
Circuitos de retardo de tiempo.
-Fuentes de alimentación reguladas.
- Interruptores estáticos.
- Controles de motores.
- Recortadores.
- Inversores.
- Cicloconversores.
- Cargadores de baterías.
- Circuitos de protección.
- Controles de calefacción.
- Controles de fase.
En la figura 5 se muestra un interruptor estático es serie de medida de media onda. Si el interruptor está cerrado, la corriente de compuerta fluirá durante la parte positiva de la señal de entrada, encendiendo al SCR. La resistencia R1 limita la magnitud de la corriente de compuerta. Cuando el SCR se enciende, el voltaje ánodo a cátodo (VF) caerá al valor de conducción, dando como resultado una corriente de compuerta muy reducida y muy poca pérdida en el circuito de compuerta. Para la región negativa de la señal de entrada el SCR se apagará, debido a que el ánodo es negativo respecto al cátodo. Se incluye al diodo D1 para prevenir una inversión en la corriente de compuerta.
Las formas de onda para la corriente y voltaje de carga resultantes se muestran en la figura 5b. El resultado es una señal rectificada de media onda a través de la carga. Si se desea conducción a menos de 180º, el interruptor se puede cerrar en cualquier desplazamiento de fase durante la parte positiva de la señal de entrada. El interruptor puede ser electrónico, electromagnético, dependiendo de la aplicación.


En la figura 6a se muestra un circuito capaz de establecer un ángulo de conducción entre 90º y 180º. El circuito es similar al de la figura 5, con excepción de la resistencia variable y la eliminación del interruptor. La combinación de las resistencias R y R1 limitará la corriente de compuerta durante la parte positiva de la señal de entrada. Si R1 está en su valor máximo, la corriente de compuerta nunca llegará a alcanzar la magnitud de ence4ndido. Conforme R1 disminuye desde el máximo, la corriente de compuerta se incrementará a partir del mismo voltaje de entrada.
De esta forma se puede establecer la corriente de compuerta requerida para el encendido en cualquier punto entre 0º y 90º, como se muestra en la figura 6b. Si R1es bajo, el SCR se disparará de inmediato y resultará la misma acción que la obtenida del circuito de la figura 6b, el control no puede extenderse más allá de un desplazamiento de fase de 90º, debido a que la entrada está a su valor máximo en este punto. Si falla para disparar a éste y a menores valores del voltaje de entrada en la pendiente positiva de la entrada, se debe esperar la misma respuesta para la parte de pendiente negativa de la forma de onda de la señal. A esta operación se le menciona normalmente en términos técnicos como control de fase de media onda por resistencia variable. Es un método efectivo para controlar la corriente rms y, por tanto, la potencia se dirige hacia la carga.


Control unidireccional de rectificación de onda completa
La Fig. 7 muestra como dos SCR pueden combinarse con un transformador de toma central para efectuar un control de onda completa. Este circuito se asemeja bastante al rectificador de onda completa para una fuente de alimentación de DC cuando el devanado secundario está en semiciclo positivo, positivo arriba y negativo abajo, el SCR puede cebarse. Esto conecta la carga a la mitad superior del devanado secundario se encuentra en el semiciclo negativo, el SCR, puede cebarse conectando la carga a la mitad inferior del devanado secundario.
La corriente a través de la carga siempre fluye en la misma dirección tal como sucede en una fuente de onda completa. La figura 2(b) muestra las formas de onda de voltaje en la carga y del voltaje ac de línea para un ángulo de disparo mencionado de 45º aproximadamente.
La figura 7(a) muestra dos circuitos de disparo, una para cada SCR a menudo estos dos circuitos pueden combinarse en uno solo, esta práctica de diseño asegura que el ángulo de disparo es el mismo en ambos ciclos.

Control de potencia de onda completa con rectificación, utilizando dos SCR y un devanado con toma central (b) formas de onda del voltaje de la fuente y del voltaje en la carga. Ambos semiciclos están siendo utilizados para la entrega de potencia, pero el voltaje en la carga tiene una sola polaridad.

Electronica Industrial "I"-El DIAC-

Dispositivo semiconductor de dos terminales de estructura similar a la del transistor que presenta cierto tipo de conductividad biestable en ambos sentidos. Cuando las tensiones presentes en sus terminales son suficientemente altas se utiliza principalmente junto a los triacs que para el control en fase de los circuitos.
Es un tipo de tiristor que puede conducir en los dos sentidos. Es un dispositivo de dos terminales que funciona básicamente como dos diodos Shockley que conducen en sentidos opuestos.


La curva de funcionamiento refleja claramente el comportamiento del diac, que funciona como un diodo Shockley tanto en polarización directa como en inversa.
Cualquiera que sea la polarización del dispositivo, para que cese la conducción hay que hacer disminuir la corriente por debajo de la corriente de mantenimiento IH. Las partes izquierda y derecha de la curva, a pesar de tener una forma análoga, no tienen por qué ser simétricas

Electronica Industrial "I"-El TRIAC.-

El triac es un dispositivo semiconductor de tres terminales que se usa para controlar el flujo de corriente promedio a una carga, con la particularidad de que conduce en ambos sentidos y puede ser bloqueado por inversión de la tensión o al disminuir la corriente por debajo del valor de mantenimiento. El triac puede ser disparado independientemente de la polarización de puerta, es decir, mediante una corriente de puerta positiva o negativa.
Descripción general
Cuando el triac conduce, hay una trayectoria de flujo de corriente de muy baja resistencia de una terminal a la otra, dependiendo la dirección de flujo de la polaridad del voltaje externo aplicado. Cuando el voltaje es mas positivo en MT2, la corriente fluye de MT2 a MT1 en caso contrario fluye de MT1 a MT2. En ambos casos el triac se comporta como un interruptor cerrado. Cuando el triac deja de conducir no puede fluir corriente entre las terminales principales sin importar la polaridad del voltaje externo aplicado por tanto actúa como un interruptor abierto.
Debe tenerse en cuenta que si se aplica una variación de tensión importante al triac (dv/dt) aún sin conducción previa, el triac puede entrar en conducción directa.



La estructura contiene seis capas como se indica en la figura anterior, aunque funciona siempre como un tiristor de cuatro capas. En sentido MT2-MT1 conduce a través de P1N1P2N2 y en sentido MT1-MT2 a través de P2N1P1N4. La capa N3 facilita el disparo con intensidad de puerta negativa. La complicación de su estructura lo hace mas delicado que un SCR en cuanto a di/dt y capacidad para soportar sobre intensidades.
Se fabrican para intensidades de 1 hasta unos 2000 Amperios eficaces y desde 400 a 2000 V de tensión de pico repetitivo. Los triac son fabricados para funcionar a frecuencias bajas, los fabricados para trabajar a frecuencias medias son denominados alternistores. En la figura anterior se muestra el símbolo esquemático e identificación de las terminales de un triac, la nomenclatura Ánodo 2 (A2) y Ánodo 1 (A1) pueden ser reemplazados por Terminal Principal 2 (MT2) y Terminal Principal 1 (MT1) respectivamente.
El Triac actúa como dos rectificadores controlados de silicio (SCR) en paralelo, este dispositivo es equivalente a dos latchs.



La figura siguiente describe la característica tensión – corriente del Triac. Muestra la corriente a través del Triac como una función de la tensión entre los ánodos MT2 y MT1.
El punto VBD (tensión de ruptura) es el punto por el cual el dispositivo pasa de una resistencia alta a una resistencia baja y la corriente, a través del Triac, crece con un pequeño cambio en la tensión entre los ánodos



El Triac permanece en estado ON hasta que la corriente disminuye por debajo de la corriente de mantenimiento IH. Esto se realiza por medio de la disminución de la tensión de la fuente. Una vez que el Triac entra en conducción, la compuerta no controla mas la conducción, por esta razón se acostumbra dar un pulso de corriente corto y de esta manera se impide la disipación de energía sobrante en la compuerta.
El mismo proceso ocurre con respecto al tercer cuadrante, cuando la tensión en el ánodo MT2 es negativa con respecto al ánodo MT1 y obtenemos la característica invertida. Por esto es un componente simétrico en cuanto a conducción y estado de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la curva es igual a la del cuadrante III
Métodos de disparo del TRIAC.
Como hemos dicho, el Triac posee dos ánodos denominados (MT1 y MT2) y una compuerta G.
La polaridad de la compuerta G y la polaridad del ánodo 2, se miden con respecto al ánodo 1.
El triac puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la aplicación entre los terminales de compuerta G y MT1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de disparo. Veamos cuáles son los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos posibles de disparo.
1 – El primer modo del primer cuadrante designado por I (+), es aquel en que la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son positivas con respecto al ánodo MT1 y este es el modo mas común (Intensidad de compuerta entrante).
La corriente de compuerta circula internamente hasta MT1, en parte por la unión P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2, que es favorecida en el área próxima a la compuerta por la caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de corriente de compuerta. Esta caída de tensión se simboliza en la figura por signos + y - .
Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1 que bloquea el potencial exterior y son acelerados por ella iniciándose la conducción.
2 – El Segundo modo, del tercer cuadrante, y designado por III(-) es aquel en que la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son negativos con respecto al ánodo MT1 (Intensidad de compuerta saliente).
Se dispara por el procedimiento de puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4.
La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1. La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción.
3 – El tercer modo del cuarto cuadrante, y designado por I(-) es aquel en que la tensión del ánodo MT2 es positiva con respecto al ánodo MT1 y la tensión de disparo de la compuerta es negativa con respecto al ánodo MT1( Intensidad de compuerta saliente).
El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2.
El disparo de la primera se produce como en un tiristor normal actuando T1 de puerta y P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La unión P2N1 de la estructura principal, que soporta la tensión exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción.
4 – El cuarto modo del Segundo cuadrante y designado por III(+) es aquel en que la tensión del ánodo T2 es negativa con respecto al ánodo MT1, y la tensión de disparo de la compuerta es positiva con respecto al ánodo MT1(Intensidad de compuerta entrante).
El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en conducción la estructura P2N1P1N4.
La inyección de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I(+). Los que alcanzan por difusión la unión P2N1 son absorbidos por su potencial de unión, haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área de unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una inyección de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción.
El estado I(+), seguido de III(-) es aquel en que la corriente de compuerta necesaria para el disparo es mínima. En el resto de los estados es necesaria una corriente de disparo mayor. El modo III(+) es el de disparo más difícil y debe evitarse su empleo en lo posible.
En general, la corriente de encendido de la compuerta, dada por el fabricante, asegura el disparo en todos los estados.

Formas de onda de los triacs.
La relación en el circuito entre la fuente de voltaje, el triac y la carga se representa en la siguiente figura. La corriente promedio entregada a la carga puede variarse alterando la cantidad de tiempo por ciclo que el triac permanece en el estado encendido. Si permanece una parte pequeña del tiempo en el estado encendido, el flujo de corriente promedio a través de muchos ciclos será pequeño, en cambio si permanece durante una parte grande del ciclo de tiempo encendido, la corriente promedio será alta.



Un triac no esta limitado a 180 de conducción por ciclo. Con un arreglo adecuado del disparador, puede conducir durante el total de los 360 del ciclo. Por tanto proporciona control de corriente de onda completa, en lugar del control de media onda que se logra con un SCR.
Las formas de onda de los triacs son muy parecidas a las formas de onda de los SCR, a excepción de que pueden dispararse durante el semiciclo negativo. En la figura siguiente se muestran las formas de onda tanto para el voltaje de carga como para el voltaje del triac (a través de los terminales principales) para dos condiciones diferentes.
Las formas de onda muestran apagado el triac durante los primeros 30 de cada semiciclo, durante estos 30 el triac se comporta como un interruptor abierto, durante este tiempo el voltaje completo de línea se cae a través de las terminales principales del triac, sin aplicar ningún voltaje a la carga. Por tanto no hay flujo de corriente a través del triac y la carga.
La parte del semiciclo durante la cual existe esta situación se llama ángulo de retardo de disparo.
Después de transcurrido los 30, el triac dispara y se vuelve como un interruptor cerrado y comienza a conducir corriente a la carga, esto lo realiza durante el resto del semiciclo. La parte del semiciclo durante la cual el triac esta encendido se llama ángulo de conducción.
Las demás figuras muestran las mismas formas de ondas pero con ángulo de retardo de disparo mayor.



Ejemplo 1 circuito practico para disparo
En la FIG. 5 se muestra un circuito práctico de disparo de un triac utilizando un UJT. El resistor RF es un resistor variable que se modifica a medida que las condiciones de carga cambian. El transformador T1 es un transformador de aislamiento, y su propósito es aislar eléctricamente el circuito secundario y el primario, para este caso aísla el circuito de potencia ca del circuito de disparo.



La onda senoidal de ca del secundario de T1 es aplicada a un rectificador en puente y la salida de este a una combinación de resistor y diodo zener que suministran una forma de onda de 24 v sincronizada con la línea de ca. Esta forma de onda es mostrada en la FIG. 6 (a).
Funcionamiento.
Cuando la alimentación de 24 v se establece, C1 comienza a cargarse hasta la Vp del UJT, el cual se dispara y crea un pulso de corriente en el devanado primario del transformador T2. Este se acopla al devanado secundario, y el pulso del secundario es entregado a la compuerta del triac, encendiéndolo durante el resto del semiciclo. Las formas de onda del capacitor (Vc1), corriente del secundario de T2 (Isec) y voltaje de carga (VLD), se muestran en la FIG. 6 (b), (c),(d).
La razón de carga de C1 es determinada por la razón de RF a R1, que forman un divisor de voltaje, entre ellos se dividen la fuente de CD de 24 v que alimenta al circuito de disparo. Si RF es pequeño en relación a R1, entonces R1 recibirá una gran parte de la fuente de 24 v, esto origina que el transistor PNP Q1 conduzca, con una circulación grande de corriente por el colector pues el voltaje de R1 es aplicado al circuito de base, por lo tanto C1 se carga con rapidez. Bajo estas condiciones el UJT se dispara pronto y la corriente de carga promedio es alta.
Por otra parte se RF es grande en relación a R1, entonces el voltaje a través de R1 será menor que en el caso anterior, esto provoca la aparición de un voltaje menor a través del circuito base-emisor de Q1 con la cual disminuye su corriente de colector y por consiguiente la razón de carga de C1 se reduce, por lo que le lleva mayor tiempo acumular el Vp del UJT. Por lo tanto el UJT y el triac se disparan después en el semiciclo y la corriente de carga promedio es menor que antes.



Ejemplo 2 práctico de aplicación.
En la figura siguiente puede verse una aplicación práctica de gobierno de un motor de c.a. mediante un triac (TXAL228). La señal de control (pulso positivo) llega desde un circuito de mando exterior a la puerta inversora de un ULN2803 que a su salida proporciona un 0 lógico por lo que circulará corriente a través del diodo emisor perteneciente al MOC3041 (opto acoplador). Dicho diodo emite un haz luminoso que hace conducir al Fototriac a través de R2 tomando la tensión del ánodo del triac de potencia. Este proceso produce una tensión de puerta suficiente para excitar al triac principal que pasa al estado de conducción provocando el arranque del motor.
Debemos recordar que el triac se desactiva automáticamente cada vez que la corriente pasa por cero, es decir, en cada semiciclo, por lo que es necesario redisparar el triac en cada semionda o bien mantenerlo con la señal de control activada durante el tiempo que consideremos oportuno. Como podemos apreciar, entre los terminales de salida del triac se sitúa una red RC cuya misión es proteger al semiconductor de potencia, de las posibles sobrecargas que se puedan producir por las corrientes inductivas de la carga, evitando además cebados no deseados.
Es importante tener en cuenta que el triac debe ir montado sobre un disipador de calor constituido a base de aletas de aluminio de forma que el semiconductor se refrigere adecuadamente.

Electronica Industrial "I"-El UJT (Transistor de unijuntura).-

El transistor monounión (UJT) se utiliza comúnmente para generar señales de disparo en los SCR. En la figura 5-7a aparece un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres terminales, conocidas corno emisor E, base uno B1, y base dos B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre bases RBB teniendo valores en el rango de 4.7 a 9.1 kΩ).
Cuando se aplica el voltaje de alimentación V, en cd, se carga el capacitar C a través la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en estado abierto. La constante de tiempo del circuito de carga es τ1= RC. Cuando el voltaje del emisor VE, el mismo que el voltaje del capacitor Vc, llega al voltaje pico, Vp, se activa el UJT y el capacitar C se descarga a través de RB1 a una velocidad determinada por la constante de τ2= RB1C. τ2 es mucho menor τ1.
Cuando el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo de carga. Las formas de onda del emisor y de los voltajes de disparo aparecen en la figura.
La forma de onda del voltaje de disparo VB1 es idéntica a la corriente de descarga del capacitor C1.
El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar al SCR. El periodo de oscilación, T, es totalmente independiente del voltaje de alimentación Vs.
En términos sencillos, los UJT operan como sigue.
-Cuando el voltaje entre el Emisor y la Base1, VEB1, es menor que cierto valor llamado el voltaje pico, Vp, el UJT está apagando y no puede haber flujo de corriente de E a B1 (IE =0).
-Cuando VEB1 excede a Vp por una cantidad muy pequeña, el UJT se dispara, o enciende. Cuando esto ocurre, el circuito de E a B1 se vuelve casi un cortocircuito, y la corriente puede descargarse de una terminal a la otra. En la mayoria de los circuitos UJT, la descarga de corriente de E a B1 es de corta duración, y el UJT pronto se revierte a la condición de apagado.

Electronica Industrial "I"-El PUT (Transistor Unijuntura Programable).-

El transistor monounión programable (PUT) es un pequeño tiristor que aparece en la figura 5-8. Un PUT se puede utilizar como un oscilador de relajación, tal y como se muestra en la figura 5-8. El voltaje de compuerta VG se mantiene desde la alimentación mediante el divisor resistivo de voltaje R1 y R2, y determina el voltaje de punto de pico Vp. En el caso del UJT, Vp está fijo para un dispositivo por el voltaje de alimentación de cd. Pero el Vp de un PUT puede variar al modificar el valor del divisor resistivo RI y R2. Si el voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de compuerta VG, el dispositivo se conservará en su estado inactivo. Si VA excede el voltaje de compuerta en una caída de voltaje de diodo VD, se alcanzará el punto de pico y el dispositivo se activara. La corriente de pico Ip y la corriente del punto de valle Iv, dependen de la impedancia o, equivalente en la compuerta RG = R1R2/(RI + R2) y del voltaje de alimentación de cd Vs. En general, Rk está limitado a un valor por debajo de 100Ω.



El oscilador de relajación PUT de la figura siguiente resalta algunas de las características del PUT que los distinguen de un UJT estándar. Note primero que la frecuencia de oscilación es ajustada variando el voltaje de cd aplicado a la compuerta por el divisor de voltaje RG1-RG2. Haga la comparación con un oscilador UJT, donde la frecuencia se ajustaría variando RT, para cambiar la razón de carga del capacitor de temporización CT. El acto de variar VG puede
onsiderarse como la programación del PUT.


Oscilador de relajación (la frecuencia varía con RG1V)

Con el resistor de cátodo Rk presente, la referencia de tierra para el circuito es tomada de su terminal inferior, en lugar de la terminal del cátodo misma. Esto, virtualmente no tiene efecto sobre Vp, pues el voltaje a través de Rk es prácticamente cero cuando el PUT está en su estado de apagado.

Electronica Industrial "I"-GTO (Gate Turn-off Thyristor)-

Un tiristor GTO puede ser encendido por un solo pulso de corriente positiva en la terminal “gate” (como en el tiristor), pero en cambio puede ser apagado por un pulso de corriente negativa en la terminal “gate”. Ambos estados, tanto el estado de encendido como el estado de apagado del dispositivo son controlados por la corriente en la terminal “gate”.
El símbolo para el tiristor GTO usado más frecuente, así como sus características de conmutación se muestran en la figura.
El proceso de encendido es similar al del tiristor. Las características de apagado son un poco diferentes. Cuando un voltaje negativo es aplicado a través de las terminales “gate” y cátodo, la corriente en el gate (ig), crece. Cuando la corriente en el gate alcanza su máximo valor IGR, la corriente de ánodo comienza a caer y el voltaje a través del dispositivo (VAK), comienza a crecer. El tiempo de caída de la corriente de ánodo (IA) es abrupta, típicamente menor a 1 μs. Después de esto, la corriente de ánodo varía lentamente y ésta porción de la corriente de ánodo es conocido como corriente de cola.
La razón (IA/IGR) de la corriente de ánodo IA a la máxima corriente negativa en el gate (IGR) requerida para el voltaje es baja, comúnmente entre 3 y 5. Por ejemplo, para un voltaje de 2500 V y una corriente de 1000 A, un GTO normalmente requiere una corriente negativa de pico en el gate de 250 A para el apagado.



La estructura del GTO es esencialmente la misma que un tiristor convencional. Como se muestra en la figura, existen 4 capas de silicón (pnpn), 3 uniones y tres terminales (ánodo, cátodo y gate). La diferencia en la operación, radica en que en que una señal negativa en el gate puede apagar el GTO.
Mientras el GTO se encuentre apagado y no exista señal en el gate, el dispositivo se bloquea para cualquier polaridad en el ánodo, pero una corriente de fuga (IA leak) existe. Con un voltaje de bias en directa el GTO se bloquea hasta que un voltaje de ruptura VAK = VB0 es alcanzado. En este punto existe un proceso dinámico de encendido., VAK = 3V y la corriente IA es determinada por la carga. Cuando el GTO se apaga y con la aplicación de una voltaje en inversa, solo una pequeña corriente de fuga (IA leak) existe. Una polarización en inversa VAK puede ser alcanzada cuando ocurra un corte. El valor del voltaje del voltaje de ruptura inverso depende del método de fabricación para la creación de una regeneración interna para facilitar el proceso de apagado.
Con un voltaje de polarización directo aplicado al ánodo y un pulso de corriente positiva es aplicada al gate, el GTO se enciende y permanece de esa forma. Para ésta condición, existen 2 formas de apagarlo. Una forma es reduciendo la corriente de ánodo IA por medios externos hasta un valor menor a la corriente de holding Ih, en la cual, la acción regenerativa interna no es efectiva. La segunda forma de apagarlo es por medio de un pulso en el gate, y este es el método más recomendable porque proporciona un mejor control.
Como el GTO tiene una conducción de corriente unidireccional, y puede ser apagado en cualquier instante, éste se aplica en circuitos chopper (conversiones de dc- dc) y circuitos inversores (conversiones dc –ac) a niveles de potencia en los que los MOSFET’s, TBJ’s e IGBT’s no pueden ser utilizados. A bajos niveles de potencia los semiconductores de conmutación rápida son preferibles. En la conversión de AC – DC, los GTO’s, son útiles porque las estrategias de conmutación que posee, pueden ser usadas para regular la potencia, como el factor de potencia

Electronica Industrial "I"-IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)-

El IGBT es un dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los atributos del TBJ y del MOSFET. Posee una compuerta tipo MOSFET y por consiguiente tiene una alta impedancia de entrada. El gate maneja voltaje como el MOSFET. El símbolo más comúnmente usado se muestra en la figura . Al igual que el MOSFET de potencia, el IGBT no exhibe el fenómeno de ruptura secundario como el TBJ.
La estructura del IGBT es similar al un MOSFET de canal n, una porción de la estructura es la combinación de regiones n+ , p y n- que forman el MOSFET entre el source S y el gate G con la región de flujo n- que es el drain D del MOSFET. Otra parte es la combinación de 3 capas p+ n- p, que crea un transistor de unión bipolar entre el drain D y el source. La región p actúa como colector C, la región n- actúa como la base B y la región p+ actúa como el emisor E de un transistor pnp. Entre el drain y el source existen 4 capas p+n-pn+ que forman un tiristor. Este tiristor es parásito y su efecto es minimizado por el fabricante del IGBT.



Consideremos que el IBGT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa que no existe ningún voltaje aplicado al gate. Si un voltaje VGS es aplicado al gate, el IGBT enciende inmediatamente, la corriente ID es conducida y el voltaje VDS se va desde el valor de bloqueo hasta cero. LA corriente ID persiste para el tiempo tON en el que la señal en el gate es aplicada. Para encender el IGBT, la terminal drain D debe ser polarizada positivamente con respecto a la terminal S. LA señal de encendido es un voltaje positivo VG que es aplicado al gate G. Este voltaje, si es aplicado como un pulso de magnitud aproximada de 15, puede causar que el tiempo de encendido sea menor a 1 μs, después de lo cual la corriente de drain iD es igual a la corriente de carga IL (asumida como constante). Una vez encendido, el dispositivo se mantiene así por una señal de voltaje en el gate. Sin embargo, en virtud del control de voltaje la disipación de potencia en el gate es muy baja.
EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal gate. La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar apenas 2 μs, por lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de los 50 kHz.
EL IGBT requiere un valor límite VGS(TH) para el estado de cambio de encendido a apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje VDS cae a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido se mantiene bajo, el gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente iD se autolimita.



El IGBT se aplica en controles de motores eléctricos tanto de corriente directa como de corriente alterna, manejados a niveles de potencia que exceden los 50 kW.

Aplicaciones electrónicas con componentes semiconductores.
FET/MOSFET
Son componentes semiconductores, que se basan en el manejo de tensión y corriente de salida bajo el control del Campo Eléctrico (V / mm), es decir, su entrada no toma corriente, en la práctica esa corriente es extremadamente baja, comparable a la I de fuga en un capacitor debido al dieléctrico. La conducción en esta tecnología, depende únicamente del flujo de portadores mayoritarios, por eso son unipolares, (un solo tipo de portadores N o P). Ventajas con respecto al transistor bipolar - Tiene muy alta impedancia de entrada ( JFET » 108 W MOS-FET » 1010 a 1015 W ) - Tiene muy buena inmunidad al ruido. - No requiere tensión de umbral (arranque), que lo hace excelente en muy bajas señales. Desventajas - Tiene menor producto Ganancia x Ancho de banda con respecto al transistor bipolar. De fábrica cada amplificador tiene un producto ¦ Ganancia x Ancho de Banda = Cte. ¦ - Se requiere gran precaución en el manipuleo, porque las cargas electrostáticas lo destruyen, aunque vienen con protección interna. Terminología Componente = dispositivo, cuando se agrega Activo = Amplifica Pasivo = R,L,C JFET = FET = TEC Junction Field Effect Transistor. MOST = MOSFET = IGFET Metal Oxide Semi= INSULATED Conductor transistor Gate Field Effect Transistor. Es el Transistor de Efecto de Campo de Juntura Es el Transistor de Efecto de Campo de Compuerta Aislada.
JFET y MOSFET son de silicio. TRANSISTOR JFET


Cómo trabaja ? Entre la compuerta G y Fuente S se conforma un diodo PN para el cual el canal N y un diodo NP para el canal P. La tensión VGS se debe polarizar en forma inversa y en directa siempre y cuando en forma no se sobrepase la tensión de arranque V (= 0,6V, Si). AL sobrepasar 0,6 V el diodo conduce y se destruye, porque está fabricado para baja corriente directa. En síntesis, es una barra de Si, con impurezas controladas, N si el canal es N, e impurezas P para el de canal P, que tiene cierta resistencia R canal = r L r = resistividad S Al polarizar al diodo Gs, en forma inversa, fundamenta la baja corriente de entrada aprox. 10 nA ( en definitiva es la polarización inversa de un diodo común).


R canal = r L r = resistividad S Ü ésta disminuye. La interpretación de la característica de salida, tiene 3 zonas: VDS (aumenta) 1- Zona lineal. Ley de Ohm Þ ID= VDS R canal (cte.) 2- Zona alineal o de codo. 3- Zona de saturación, es la utilización como amplificador VDS = ID R canal Aqui ID = cte. Es interesante ver que las variaciones de VDS no afectan a ID : ID = VDS si VDS Ý R canal Ý R canal en igual proporción (esta es la llamativa ) Esto se mantiene hasta la ruptura, que si no se limita externamente a la corriente el transistor se destruye. Un circuito práctico:


La gran diferencia fundamental con el JFET, es que entre compuerta G y Fuente S hay un material aislante (Si O2), que contiene una constante dieléctrica relativa (Rr), baja pero estable. Podemos decir sin dudas, que entre G y S hay un dieléctrico por lo tanto es un CAPACITOR. Las corrientes de entradas IG = pA ( 1 pA= 10-12 A ) 1000 veces o mas menores al JFET. La rgs oscila 1010 a 1015 W. Hay dos tipos de MOST: Acumulación y Deplexión.

MOST DE ACUMULACIÓN


Este es el transistor de menor consumo, ideal para el uso en equipos portátiles.


En algunos MOST, el terminal de substrato viene al exterior y se puede colocar a masa o VDD. Lo normal es en canal P a +VDD y para canal N a masa. Curva característica de salida


Tiene las curvas con 3 zonas = JFET con sustrato a +VDD Þ VGS £ 0V


Curvas características de salidas del MOST de deplexión y Acumulación


Un MOST de deplexión tiene igual respuesta al JFET, pero con >> resistencia de entrada y lo importante MOST Deplexión = MOSt Acumulación + JFET Actualmente hay MOST de Potencia de 100 A y 1500 V o mas. El transistor bipolar original (1948), era externamente un cilindro de aprox. 10x20 mm. A comienzos de 1990, en un circuito integrado cada transistor se redujo a 1x1 um. Ya se integran en 45 mm2 10.000.000 de transistores y se espera un límite tecnológico y económico para el Si entre 50 y 100 millones.

La clave de los MOST para integrarse es su muy bajo consumo Þ bajo efecto Joule y se pueden aproximar mas entre si, en los procesos de integración. Resumen: Estructura básica y funcionamiento de transistores bipolares. El transistor bipolar fue desarrollado en 1948 en los laboratorios Bell en EE.UU y desde entonces ha reemplazado casi totalmente a las válvulas electrónicas. Consta de tres zonas situadas una detrás de otra con conductividad p y n por el orden p-n-p (transistor PNP)o n-p-n (transistor NPN). Estas tres zonas se denominan emisor, base y colector.
La tensión de trabajo se aplica a un transistor NPN del modo que el polo negativo se halle en el emisor y el polo negativo en el colector. La base se conecta de forma que es positiva respecto al emisor; sin embargo, esta tensión de base es mucho menor que la tensión de colector. Si sólo en el diodo de emisor hubiera tensión circularía una corriente elevada desde el emisor a la base, porque una gran cantidad de electrones migran a la zona de base, o bien de huecos o lagunas a la zona de emisor. Un MOST de Deplexión puede trabajar también en el modo de Acumulación.



Sin embargo, como en el colector está aplicado el polo positivo de toda la tensión, los portadores de carga negativos (electrones), que bajo la influencia de la pequeña tensión de base han pasado por el diodo emisor-base a la base, son atraídos a la capa de bloqueo base-colector por la tensión de colector mucho más elevada, y pueden migrar por la segunda zona a la conexión de colector. Por lo tanto la corriente procedente del emisor se ramifica: una pequeña parte pasa a la base, y una parte mucho mayor, al colector. En los transistores modernos, la corriente de base es sólo una centésima a una milésima de la corriente del emisor. Pequeñas variaciones de la corriente de base producen grandes variaciones de la corriente de colector (efecto amplificador). Para que los electrones atraviesen la base y lleguen al colector es necesario que: · El camino entre emisor y las zonas de colector sea muy corto (pequeña extensión de base) · La estructura cristalina sea perfectamente regular (monocristal)

Estructura básica y circuito del transistor MOS de efecto de campo.
Un transistor MOS consta de dos zonas conductoras p una al lado de la otra (“source” y “drain”) en un cristal de silicio poco purificado n (transistor de canal p), o bien de dos zonas conductoras n en un cristal poco impurificado p (transistor de canal n), con un electrodo metálico de “gate” colocado aislado sobre la zona separadora. (FIG13).
En el transistor de canal n, una tensión positiva en el “gate” aislado hace que sean extraídos electrones desde el metal de silicio hasta la superficie.
Entre ambas zonas n “source” y “drain”, se genera una delgada capa conductora n (canal n). Con la tensión de “gate” se puede controlar el transistor sin uso de corriente, o en operación de interruptor, conectarlo y desconectarlo (niveles lógicos 1 y 0 ) En el transistor de canal p, la polaridad de las tensiones aplicadas debe ser inversa. Etapa de potencia lineal Se llama etapa de potencia, a la última de Amplificación, donde el diseño se concentra en lograr Ganancia de Potencia para entregar a la carga. Se llama Lineal, cuando las señales de tensión y corriente de salida Amplificadora no pierde la forma de la señal de entrada. Es decir, no hay distorsión (deformación causada por la amplificación) Otra forma de verlo , es decir, cuando la señal no toca en la recta de carga: ni corte; ni saturación; ni ambas a la vez. A la señal lineal, también se le llama señal débil. Señales fuertes, se llaman aquella que incursionan entre corte y saturación. Son de amplia aplicación en los circuitos de conmutación (fuentes switching, etc) y en los circuitos digitales o binarios (saturación=0; corte=1)

Conclusión: Lo de fuerte o débil no se refiere a la magnitud, Ejemplo: puede haber una señal débil de 20 Vpp (pico a pico)y en otra etapa una señal fuerte de 5 Vpp. Etapa se llama a cada amplificador. La conexión de la salida de una etapa a la entrada de otra etapa se llama conexión de cascada. CLASE AB El clase B, con 2 transistores en contrafase y ambos al corte, (en estado de reposo, es decir, sin señal). El clase AB, es con una pequeña conducción (en estado de reposo), es una corriente de polarización no querida, pero en la práctica está presente. Por ejemplo: en la simetría complementaria es necesaria para eliminar la distorsión de cruce por cero. 2 transistores iguales (2NPN o 2PNP) la contrafase se realiza con trasformador. 2 transistores de características de fábrica iguales pero uno PNP y el otro NPN se dice par complementario y la conexión de ese par para lograr, un Clase B o AB, se llama Simetría Complementaría Lo de contrafase se refiere a la Amplificación de un hemiciclo (180°) cada transistor. Veamos un clase B: Un clase B o AB es una conexión en contrafase


La distorsión de cruce, se produce porque faltó tensión de arranque Vg a las VBE de Q1 y Q2. Además de Vg, en la práctica los transistores no son rigurosamente iguales. Cómo se evita esa distorsión ? Polarizando a las bases con VBE iguales en Vg,y como esto hace circular una pequeña IB y como consecuencia-->Ic y esto es: Clase AB.


¿Por qué se utiliza el clase AB y no otra ?

1º Porque en clase A el máximo rendimiento n esperado es del 50% n = Potencia c.a. en la carga x 100 Potencia c.c. suministrada 2º En el clase B o AB se alcanza n=78% 3º El clase AB es un amplificador lineal de banda ancha, audio, vídeo, etc. a diferencia del clase C, que es de banda angosta sintonizado o de conmutación.

MOST Complementario o CMOS ( Complementary MOS )


Su máxima aplicación es en los circuitos digitales. Hay otra versión HCMOS, que es fabricada para frecuencias > 5 Mhz. H: High Speed.
Este tipo de configuración, es el origen de toda la electrónica de muy bajo consumo (equipos portátiles, relojes, calculadoras con celdas solares, etc.) Tiristor o RSC Es un dispositivo unidireccional o rectificador controlado de Silicio (RSC)


Es un diodo, si la tensión Compuerta-Cátodo (VGK) tiene la tensión de arranque Vg,aprox. 0,6V=VGK la IG es aprox. 0,1 a 70 mA depende de la Potencia que maneja, y en esas condiciones comienza a crecer la VAK se comporta como un diodo común. Constitución interna en bloques


Para que se usa ? La más amplia aplicación es demorar (delay) la excitación de compuerta, con respecto al crecimiento de la tensión > Anodo - Cátodo VAK


Una vez que la G se activó ya no ejerce ningún control. Cómo se corta la conducción ? O se abre el circuito Ánodo-Cátodo o bien, cuando la tensión aplicada cae a cero o toma valores negativos. Curva característica de salida:


Esta figura indica que a mayor corriente de compuerta IG, se logra más rápido el disparo y comienza la conducción del tiristor (IA). Aplicación Típica:


El tiristor con la compuerta permanentemente excitada hace circular 1/2 onda por la lámpara (180º). Nota: Este mismo circuito, en lugar de aplicar tensión c.a., se alimenta con rectificación de onda completa (sin capacitor de filtrado) funciona los 360°, es decir a lámpara encendida a pleno o a un mínimo valor. Pero, controlando la VGK puede reducir la conducción (hasta 90º). El circuito R-C es un integrador (desplazador de fase), si la señal de entrada es senoidal a la compuerta llega -cos wt, lo que hace retardar la excitación de compuerta. Con osciloscopio, se observará.


Por RL = cte. el formato de VRL es exactamente el formato de la onda de corriente IL. Hay tiristores de potencia de 1500 VPI(pico inverso) y mas de 100A. Triac Es un dispositivo de Silicio bidereccional, controlado por compuerta. Es equivalente a los tiristores trabajando en antiparalelo y sirve para c.a.


Curva característica


Observando la aplicación anterior
[img]http://galeon.com/inventiontriple/circuitos_archivo/JFEc-22.gif[img]

El objetivo del DIAC es levantar el umbral de disparo de compuerta (0,6 a 1V), para aumentar la inmunidad al ruido. Recordar que estos circuitos a veces trabajan de 200 a 1200 V.
[img]http://galeon.com/inventiontriple/circuitos_archivo/JFEc-23.gif[img]

Ahora podemos controlar a ambos hemiciclos. El límite para c/hemiciclo es de 90º. Diac Es un semiconductor de Si bidireccional
[img]http://galeon.com/inventiontriple/circuitos_archivo/JFEc-24.gif[img]

Curva Característica de Salida


Su respuesta se puede interpretar haciendo la analogía como un Zener para c.a., tiene su equivalencia con la lámpara de Neón. Tensiones de ignición: DIAC 27 a 37 V y es mucho mas estable que la del Neóm, ya que la afectan las radiaciones y ruidos.


Tensiones de ignición: Neón 50 a 100 V. Optoelectronica Es un término extremadamente amplio, abarca desde el origen de la emisión fotoeléctrica hasta los fotoemisores láser. Desde el punto de vista industrial, se describirán los de mayor uso, en el espectro del Infrarrojo 820 a 940 nm=long. de onda que inclusive son los mas populares en las fibras ópticas Aplicación: En todo tipo de transmisión y recepción sea lineal (analógica) o digital y se requiera aislar una etapa de otra eléctricamente, esto se llama Aislación Galvánica Vienen desde diodos emisores, fototransistores hasta circuitos integrados que contienen diferentes dispositivos.


NC: No conexión Estos son Optoacopladores que desde el punto de vista de la emisión son diodos aptos para trabajar en estados ON-OFF. Optoacoplamiento Lineal con Amplificación


Ultima edición por torres.electronico el Dom Mar 09, 2008 10:07 pm, editado 1 vez

Transistores de potencia

El funcionamiento y utilización de los transistores de potencia es idéntico al de los transistores normales, teniendo como características especiales las altas tensiones e intensidades que tienen que soportar y, por tanto, las altas potencias a disipar.
Una limitación importante de todos los dispositivos de potencia y concretamente de los transistores bipolares, es que el paso de bloqueo a conducción y viceversa no se hace instantáneamente, sino que siempre hay un retardo (ton , toff). Las causas fundamentales de estos retardos son las capacidades asociadas a las uniones colector - base y base - emisor y los tiempos de difusión y recombinación de los portadores.

Principios básicos de funcionamiento
La diferencia entre un transistor bipolar y un transistor unipolar o FET es el modo de actuación sobre el terminal de control. En el transistor bipolar hay que inyectar una corriente de base para regular la corriente de colector, mientras que en el FET el control se hace mediante la aplicación de una tensión entre puerta y fuente. Esta diferencia vienen determinada por la estructura interna de ambos dispositivos, que son substancialmente distintas.
Es una característica común, sin embargo, el hecho de que la potencia que consume el terminal de control (base o puerta) es siempre más pequeña que la potencia manejada en los otros dos terminales.

En resumen, destacamos tres cosas fundamentales:

* En un transistor bipolar IB controla la magnitud de IC.
* En un FET, la tensión VGS controla la corriente ID.
* En ambos casos, con una potencia pequeña puede controlarse otra bastante mayor.

Tiempos de conmutación


Cuando el transistor está en saturación o en corte las pérdidas son despreciables. Pero si tenemos en cuenta los efectos de retardo de conmutación, al cambiar de un estado a otro se produce un pico de potencia disipada, ya que en esos instantes el producto IC x VCE va a tener un valor apreciable, por lo que la potencia media de pérdidas en el transistor va a ser mayor. Estas pérdidas aumentan con la frecuencia de trabajo, debido a que al aumentar ésta, también lo hace el número de veces que se produce el paso de un estado a otro.
Podremos distinguir entre tiempo de excitación o encendido (ton) y tiempo de apagado (toff). A su vez, cada uno de estos tiempos se puede dividir en otros dos.
tiempo de retardo (Delay Time, td): Es el tiempo que transcurre desde el instante en que se aplica la señal de entrada en el dispositivo conmutador, hasta que la señal de salida alcanza el 10% de su valor final.
Tiempo de subida (Rise time, tr): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 10% y el 90% de su valor final.
Tiempo de almacenamiento (Storage time, ts): Tiempo que transcurre desde que se quita la excitación de entrada y el instante en que la señal de salida baja al 90% de su valor final.
Tiempo de caída (Fall time, tf): Tiempo que emplea la señal de salida en evolucionar entre el 90% y el 10% de su valor final.
Por tanto, se pueden definir las siguientes relaciones :


Es de hacer notar el hecho de que el tiempo de apagado (toff) será siempre mayor que el tiempo de encendido (ton).

Los tiempos de encendido (ton) y apagado (toff) limitan la frecuencia máxima a la cual puede conmutar el transistor:


Otros parámetros importantes


Corriente media: es el valor medio de la corriente que puede circular por un terminal (ej. ICAV, corriente media por el colector).

Corriente máxima: es la máxima corriente admisible de colector (ICM) o de drenador (IDM). Con este valor se determina la máxima disipación de potencia del dispositivo.

VCBO: tensión entre los terminales colector y base cuando el emisor está en circuito abierto.
VEBO: tensión entre los terminales emisor y base con el colector en circuito abierto.

Tensión máxima: es la máxima tensión aplicable entre dos terminales del dispositivo (colector y emisor con la base abierta en los bipolares, drenador y fuente en los FET).

Estado de saturación: queda determinado por una caída de tensión prácticamente constante. VCEsat entre colector y emisor en el bipolar y resistencia de conducción RDSon en el FET. Este valor, junto con el de corriente máxima, determina la potencia máxima de disipación en saturación.

Relación corriente de salida - control de entrada: hFE para el transistor bipolar (ganancia estática de corriente) y gds para el FET (transconductancia en directa).

Modos de trabajo
Existen cuatro condiciones de polarización posibles. Dependiendo del sentido o signo de los voltajes de polarización en cada una de las uniones del transistor pueden ser :


* Región activa directa: Corresponde a una polarización directa de la unión emisor - base y a una polarización inversa de la unión colector - base. Esta es la región de operación normal del transistor para amplificación.

* Región activa inversa: Corresponde a una polarización inversa de la unión emisor - base y a una polarización directa de la unión colector - base. Esta región es usada raramente.

* Región de corte: Corresponde a una polarización inversa de ambas uniones. La operación en ésta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo apagado, pues el transistor actúa como un interruptor abierto (IC 0).

* Región de saturación: Corresponde a una polarización directa de ambas uniones. La operación en esta región corresponde a aplicaciones de conmutación en el modo encendido, pues el transistor actúa como un interruptor cerrado (VCE 0).

Avalancha secundaria. Curvas SOA.


Si se sobrepasa la máxima tensión permitida entre colector y base con el emisor abierto (VCBO), o la tensión máxima permitida entre colector y emisor con la base abierta (VCEO), la unión colector - base polarizada en inverso entra en un proceso de ruptura similar al de cualquier diodo, denominado avalancha primaria.

Sin embargo, puede darse un caso de avalancha cuando estemos trabajando con tensiones por debajo de los límites anteriores debido a la aparición de puntos calientes (focalización de la intensidad de base), que se produce cuando tenemos polarizada la unión base - emisor en directo. En efecto, con dicha polarización se crea un campo magnético transversal en la zona de base que reduce el paso de portadores minoritarios a una pequeña zona del dispositivo (anillo circular).La densidad de potencia que se concentra en dicha zona es proporcional al grado de polarización de la base, a la corriente de colector y a la VCE, y alcanzando cierto valor, se produce en los puntos calientes un fenómeno degenerativo con el consiguiente aumento de las pérdidas y de la temperatura. A este fenómeno, con efectos catastróficos en la mayor parte de los casos, se le conoce con el nombre de avalancha secundaria (o también segunda ruptura).
El efecto que produce la avalancha secundaria sobre las curvas de salida del transistor es producir unos codos bruscos que desvían la curva de la situación prevista (ver gráfica anterior).
El transistor puede funcionar por encima de la zona límite de la avalancha secundaria durante cortos intervalos de tiempo sin que se destruya. Para ello el fabricante suministra unas curvas límites en la zona activa con los tiempos límites de trabajo, conocidas como curvas FBSOA.


Podemos ver como existe una curva para corriente continua y una serie de curvas para corriente pulsante, cada una de las cuales es para un ciclo concreto.
Todo lo descrito anteriormente se produce para el ton del dispositivo. Durante el toff, con polarización inversa de la unión base - emisor se produce la focalización de la corriente en el centro de la pastilla de Si, en un área más pequeña que en polarización directa, por lo que la avalancha puede producirse con niveles más bajos de energía. Los límites de IC y VCE durante el toff vienen reflejado en las curvas RBSOA dadas por el fabricante.

Efecto producido por carga inductiva. Protecciones.
Las cargas inductivas someten a los transistores a las condiciones de trabajo más desfavorables dentro de la zona activa.


En el diagrama superior se han representado los diferentes puntos idealizados de funcionamiento del transistor en corte y saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación. Para una carga resistiva, el transistor pasará de corte a saturación por la recta que va desde A hasta C, y de saturación a corte desde C a A. Sin embargo, con una carga inductiva como en el circuito anterior el transistor pasa a saturación recorriendo la curva ABC, mientras que el paso a corte lo hace por el tramo CDA. Puede verse que este último paso lo hace después de una profunda incursión en la zona activa que podría fácilmente sobrepasar el límite de avalancha secundaria, con valor VCE muy superior al valor de la fuente (Vcc).

Para proteger al transistor y evitar su degradación se utilizan en la práctica varios circuitos, que se muestran a continuación :


a) Diodo Zéner en paralelo con el transistor (la tensión nominal zéner ha de ser superior a la tensión de la fuente Vcc).

b) Diodo en antiparalelo con la carga RL.

c) Red RC polarizada en paralelo con el transistor (red snubber).

Las dos primeras limitan la tensión en el transistor durante el paso de saturación a corte, proporcionando a través de los diodos un camino para la circulación de la intensidad inductiva de la carga.

En la tercera protección, al cortarse el transistor la intensidad inductiva sigue pasando por el diodo y por el condensador CS, el cual tiende a cargarse a una tensión Vcc. Diseñando adecuadamente la red RC se consigue que la tensión en el transistor durante la conmutación sea inferior a la de la fuente, alejándose su funcionamiento de los límites por disipación y por avalancha secundaria. Cuando el transistor pasa a saturación el condensador se descarga a través de RS.


El efecto producido al incorporar la red snubber es la que se puede apreciar en la figura adjunta, donde vemos que con esta red, el paso de saturación (punto A) a corte (punto B) se produce de forma más directa y sin alcanzar valores de VCE superiores a la fuente Vcc.

Para el cálculo de CS podemos suponer, despreciando las pérdidas, que la energía almacenada en la bobina L antes del bloqueo debe haberse transferido a CS cuando la intensidad de colector se anule. Por tanto :

de donde:


Para calcular el valor de RS hemos de tener en cuenta que el condensador ha de estar descargado totalmente en el siguiente proceso de bloqueo, por lo que la constante de tiempo de RS y CS ha de ser menor (por ejemplo una quinta parte) que el tiempo que permanece en saturación el transistor :


Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga resistiva


La gráfica superior muestra las señales idealizadas de los tiempos de conmutación (ton y toff) para el caso de una carga resistiva.
Supongamos el momento origen en el comienzo del tiempo de subida (tr) de la corriente de colector. En estas condiciones (0 t tr) tendremos :


donde IC más vale :


También tenemos que la tensión colector - emisor viene dada como :


Sustituyendo, tendremos que :


Nosotros asumiremos que la VCE en saturación es despreciable en comparación con Vcc.
Así, la potencia instantánea por el transistor durante este intervalo viene dada por :


La energía, Wr, disipada en el transistor durante el tiempo de subida está dada por la integral de la potencia durante el intervalo del tiempo de caída, con el resultado:


De forma similar, la energía (Wf) disipada en el transistor durante el tiempo de caída, viene dado como:


La potencia media resultante dependerá de la frecuencia con que se efectúe la conmutación:


Un último paso es considerar tr despreciable frente a tf, con lo que no cometeríamos un error apreciable si finalmente dejamos la potencia media, tras sustituir, como:


Cálculo de potencias disipadas en conmutación con carga inductiva


Arriba podemos ver la gráfica de la iC(t), VCE(t) y p(t) para carga inductiva. La energía perdida durante en ton viene dada por la ecuación:


Durante el tiempo de conducción (t5) la energía perdida es despreciable, puesto que VCE es de un valor ínfimo durante este tramo.
Durante el toff, la energía de pérdidas en el transistor vendrá dada por la ecuación:


La potencia media de pérdidas durante la conmutación será por tanto:


Si lo que queremos es la potencia media total disipada por el transistor en todo el periodo debemos multiplicar la frecuencia con la sumatoria de pérdidas a lo largo del periodo (conmutación + conducción). La energía de pérdidas en conducción viene como:


Ataque y protección del transistor de potencia
Como hemos visto anteriormente, los tiempos de conmutación limitan el funcionamiento del transistor, por lo que nos interesaría reducir su efecto en la medida de lo posible.


Los tiempos de conmutación pueden ser reducidos mediante una modificación en la señal de base, tal y como se muestra en la figura anterior.
Puede verse como el semiciclo positivo está formado por un tramo de mayor amplitud que ayude al transistor a pasar a saturación (y por tanto reduce el ton) y uno de amplitud suficiente para mantener saturado el transistor (de este modo la potencia disipada no será excesiva y el tiempo de almacenamiento no aumentará). El otro semiciclo comienza con un valor negativo que disminuye el toff, y una vez que el transistor está en corte, se hace cero para evitar pérdidas de potencia.
En consecuencia, si queremos que un transistor que actúa en conmutación lo haga lo más rápidamente posible y con menores pérdidas, lo ideal sería atacar la base del dispositivo con una señal como el de la figura anterior. Para esto se puede emplear el circuito de la figura siguiente.


En estas condiciones, la intensidad de base aplicada tendrá la forma indicada a continuación:


Durante el semiperiodo t1, la tensión de entrada (Ve) se mantiene a un valor Ve (máx). En estas condiciones la VBE es de unos 0.7 v y el condensador C se carga a una tensión VC de valor:


debido a que las resistencias R1 y R2 actúan como un divisor de tensión.

La cte. de tiempo con que se cargará el condensador será aproximadamente de:


Con el condensador ya cargado a VC, la intensidad de base se estabiliza a un valor IB que vale:


En el instante en que la tensión de entrada pasa a valer -Ve(min), tenemos el condensador cargado a VC, y la VBE=0.7 v. Ambos valores se suman a la tensión de entrada, lo que produce el pico negativo de intensidad IB (mín):


A partir de ese instante el condensador se descarga a través de R2 con una constante de tiempo de valor R2C.
Para que todo lo anterior sea realmente efectivo, debe cumplirse que:


con esto nos aseguramos que el condensador está cargado cuando apliquemos la señal negativa. Así, obtendremos finalmente una frecuencia máxima de funcionamiento :


Un circuito más serio es el de Control Antisaturación:
[img]http://www.pablin.com.ar/electron/cursos/trpot/t37.gif[img]

El tiempo de saturación (tS)será proporcional a la intensidad de base, y mediante una suave saturación lograremos reducir tS :


Inicialmente tenemos que:


En estas condiciones conduce D2, con lo que la intensidad de colector pasa a tener un valor:


Si imponemos como condición que la tensión de codo del diodo D1 se mayor que la del diodo D2, obtendremos que IC sea mayor que IL:

En lo que respecta a la protección por red snubber, ya se ha visto anteriormente.